發布日期：2022-07-14 點擊率：95
圖2顯示了數字信號通過20英寸(0.5米)的FR-4微帶線后的衰減情況。在連接線中電介質和趨膚效應的損耗降低了脈沖信號的幅度,使其上升沿和下降沿更加發散。我們喜歡稱接收到的脈沖為“短脈沖(runt pulse)”,因為其信號幅度比通常的都小。在二進制的通信系統中,任何不能以足夠余量超過接收器門限的短脈沖都會造成誤碼。
本文討論了在高速串行鏈路中降低短脈沖信號幅度的三種情況:連接線或電纜、因為連接器和其它信號轉換帶來的反射、驅動器和接收器的有限帶寬。圖3顯示了典型的信號傳播測試。對這個波形進行調整,以使這個測試信號長的平坦部分代表在你的數據代碼中長串的0或1,來顯示短脈沖幅度,這是一種最糟糕的情況。在不存在反射、串擾或其他噪聲的情況下,單個波形(在接收端所測試的)代表了信道散射的最差情況測試。更長的連接線將引入更多的散射問題,最終導致接收器在1.5米(本實例的情況)的長度就不能正常接收信號。
電壓余量是衡量接收器上信號品質的一種尺度,該數值等于發生瞬間采樣時信號幅度與接收器閾值之間的最小差值(單位:伏)。在一個反射、串擾或其他噪聲為零的系統中,從理論上講,即使在電壓余量非常小的條件下您也能夠期待系統實現理想的工作性能。然而,在實際的系統中,您必須保持一個足夠大的噪聲余量,以容忍系統中最大的反射、串擾和其他噪聲,同時依然保持接收信號以足夠的余量高于閾值電平,以克服接收器的有限帶寬和噪聲問題。
按照圖4所示的例子,短脈沖幅度等于正常低頻信號幅度的85%,只超過接收器門限電平35%,而不是正常情況的50%。比正常信號幅度的75%更短的脈沖信號將減少一半的電壓余量,這對噪聲預算是很大的沖擊,但是仍然能工作。對于一般的二進制通信,不使用均衡處理,我們希望到達接收器的短脈沖幅度永遠不低于低頻脈沖幅度的70%。
短脈沖信號的衰減
在圖4中左邊是2個波特周期的正弦波。這個短脈沖(101)看起來更像這個正弦波,因此能夠從信道衰減的頻域圖中推斷出短脈沖的幅度。
在圖4中,數據波的波特率為。這個頻率(對應的正弦波頻率)的一半為,在處半米曲線的衰減為。在十分之一這個頻率下,相同的曲線的衰減為,大約對應于8B/10B編碼數據傳輸系統中最低感興趣頻率。這兩個數據之間的差值(-3dB)接近在接收器端短脈沖與低頻信號幅度的比值。這個系統只有-3dB的衰減,能夠滿足鏈路性能的70%頻域規格要求,這準確地解釋了為什么時域波形在半米處的看起來那么好。
仔細研究圖4會發現,在時域中實際的短脈沖幅度為正常信號幅度的85%,比頻域近似方法預估的結果好。這個差異部分是緣于正弦波的諧波組成,諧波的基本幅度超過了正弦波信號的幅度,部分緣于憑經驗進行的時域與頻域之間快速轉換所必然有的失真。簡單的時域規格保守地估計了這些因素。如果數據代碼允許比8B/10B編碼更長的連續0或1,那么你必須對應地使用更低頻率作為你“感興趣的最低頻率”。在時域內,可以看到接收到的信號在變成短信號之前,更接近其最大范圍的下限或上限,使其在更糟糕的情況下短脈沖信號更難以超過門限電平。
就經驗而言,觀察最高工作頻率(101010模式的代碼)范圍信道衰減與最低工作頻率(決定于你的數據編碼長度)的信道衰減的差異,以快速估計在接收器端短脈沖幅度衰減。這種簡單的頻域方法只能粗略估計鏈路性能,它不能替代嚴格的時域仿真,但是可以大大地提高對鏈路特性的理解。
如果能提供低偏移的時鐘分配,或者在接收器上使用時鐘恢復單元解決時鐘偏移問題,對于任何的二進制CMOS邏輯系列,一個具有1dB的短脈沖衰減的信道都能表現出很好的性能；衰減達3dB的信道需要一個嚴格布局、接收器門限良好控制的微分架構；具有6dB衰減的信道需要均衡處理。
圖1:與長PCB連接線相關的有效信道增益決定于線寬、電介質材料、長度和所用連接器類型
圖2:長的連接線降低了輸入脈沖信號的幅度,使其上升和下降沿發散
圖3:該測試波形顯示了最差情況的短脈沖幅度
圖4:短脈沖降低了相對門限電平的電壓余量,只超過門限電平35%,而不是正常情況的50%
傳輸預加重
Xilinx(賽靈思)公司的Virtex-4 RocketIO接收器集成了三種形式的均衡處理,可以延長衰減嚴重的信道的傳輸距離。第一種是傳輸預加重。圖5顯示了簡單的二進制波形x[n]以及相關的一階微分波形(difference waveform)x[n]-x[n-1]。
圖5:發送預加重電路在每個轉換的開始處產生了大的反彈
如果對微積分學熟悉的話,可以將一階微分波形看成一種導數運算(derivative operation)。在每一個邊沿,微分波形產生大的反彈(kick)。發送預加重電路將一定比例的主信號和一階微分波形加在一起以在每個轉換的開始增加大的反彈。從接收器來看,每個反彈增加了短脈沖的幅度,而不會增大信號的低頻部分,這些低頻部分的信號幅度本身就很大了。
一階微分概念幫助你明白預加重如何實現的,但是并不能說明是如何構建的。實際的電路將三個而不是兩個項目求和,稱前體(pre-sursor)、本體和后體。這種結構通過調整與這三項相關的系數能實現第一階和第二階微分。可編程的5位乘法DAC負責控制這三個系數。第一個和第三個幅度總是根據主要的中心項進行轉換,通過使用第一和第三個觸發器的NOT-Q輸出來實現觸發。
從DC到的頻率范圍上,預加重響應平滑地上升,在時響應達到峰值。如果以較高的數據速率對這個預加重電路提供時鐘驅動,峰值將相應地向更高移動,峰值總是在等于數據速率一半的頻率處出現。
圖6中顯示了在一米處將預加重響應與信道響應疊加在一起的合成結果(已均衡信道),該結果比任何一個單獨的曲線更平坦。
圖6:采用預加重電路,信道產生總的響應比任何一個單獨的曲線都平坦
用比較直白的話來說,一個更平坦的合成信道響應應該在時域內實現更“中看”的信號。在更短的距離上,信號表現為過度均衡(over-equalized)。在每次轉換中,過沖在二進制系統中并無大礙,前提是接收器具有足夠的余量來避免過高信號產生飽和。在1米的距離上,信號波形看起來很漂亮,只有很低的短脈沖信號衰減以及非常小的抖動。1.5米的波形現在僅僅能滿足“短脈沖的幅度不小于低頻脈沖幅度的70%”這一準則。
相比于簡單的微分結構,預加重電路至少可以倍增可靠傳輸信號的信道長度。
線性接收均衡器
除了預加重電路,RocketIO收發器也采用了基于復雜的6零點(zero)、9極點(pole)接收線性均衡器。該電路用于數據分割(data slicer)電路之前。它包括三個可單獨啟用的級聯式有源模擬均衡級,能夠單獨接通“0”、“1”、“2”級或依次接通所有三個級。
可以調整均衡器的每一個部分以接近在處衰減為3dB的典型PCB信道的信道響應。將所有三個級打開,可以在頻率下獲得9dB的信號增強。因為在頻率2.5~5GHz之間,響應不斷增長,該均衡器對于數據率為10Gbps及以上的非常有用。
在設置均衡器時,首先選擇最佳地匹配整個信道響應的接收(RX)線性均衡器的節數。使用在發送預加重電路中的5位可編程系數來微調整個脈沖響應,以獲得最低的碼間干擾(ISI)、最低的抖動或同時實現最低的抖動和ISI。在構建電路之后,在接收器內部調整時鐘相位能幫助制定誤碼率浴盆曲線,這樣你可以確認你的均衡器的正確性。
兩種形式的均衡處理提供的靈活性使你可以實現與很多串行鏈路標準的互操作性,滿足嚴格的發送信號規范,同時增加基于接收器的均衡,以使你的系統工作在最佳的性能。
判決反饋均衡器
作為防止信道性能的不確定性的最后一道防線,RocketIO收發器包含一個手動可調整的6抽頭判決反饋均衡器(DFE),該器件集成到接收器中的分割電路。DFE對于較差質量的傳統信道非常有用,這種傳統信道最初并不是設計用于高串行數據速率,DFE具有在不增大串擾的情況下加重輸入信號的顯著特性。
那些熟悉信號處理的工程師將認識到DFE在均衡網絡中插入極點,而發送預加重電路則產生零點。DFE、TX預加重以及RX線性均衡器一起工作,可以提供很多可調整特性。
作者: Howard Johnson
總裁
howie03@
Signal Consulting公司
Mike Degerstrom
高級信號完整性設計工程師
@
賽靈思公司
