作為昂貴的傳統(tǒng)大型無源濾波器的出色替代品，有源電磁干擾濾波器 (AEF) 可以幫助設(shè)計人員應(yīng)對不斷增加的 EMI挑戰(zhàn)、提高功率密度以及降低電源解決方案的成本。參考文獻(xiàn)展示了在德州儀器 (TI) LM25149-Q1 降壓控制器中實施 AEF 后，尺寸減小大約 50%，體積減小超過75%。
大多數(shù) AEF 使用基于運(yùn)算放大器的有源電路來檢測噪聲并注入適當(dāng)?shù)南盘栆越档?EMI，例如 LM25149-Q1 中集成的 AEF。為了使用這種 AEF 實現(xiàn)出色性能，運(yùn)算放大器電路需要保持穩(wěn)定且運(yùn)算放大器應(yīng)處于非飽和狀態(tài)。否則，AEF 的性能會更差，甚至可能會在系統(tǒng)中注入額外的噪聲。本文將探討如何采用適當(dāng)?shù)难a(bǔ)償和阻尼技術(shù)實現(xiàn)AEF 的穩(wěn)定性和出色性能。
AEF 補(bǔ)償
圖 1(a) 顯示了一個無補(bǔ)償?shù)?AEF。在圖 1 中，V S 是噪聲源，Z S是內(nèi)部阻抗，ZL 是線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)或電源的阻抗，Cin 是電源轉(zhuǎn)換器的輸入電容器，L 是差模電感器，Csense 和 Cinj是感應(yīng)電容器和注入電容器，RDC_fb 為Op_amp 提供直流反饋，C para 是電源布線和接地之間的寄生電容。
作為一個基于運(yùn)算放大器的反饋電路，圖 1(a) 中的 AEF 會變得不穩(wěn)定，進(jìn)而導(dǎo)致運(yùn)算放大器飽和。在這種情況下，AEF 的性能會受到顯著影響，并且 AEF 可能會消耗更多功率并在系統(tǒng)中注入額外的噪聲。由于運(yùn)算放大器的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)很復(fù)雜，圖 1a 中的 AEF 在低頻和高頻下都會不穩(wěn)定。
在低頻（例如在 10 kHz 與 50 kHz 之間）下，環(huán)路增益的相位會變?yōu)檎?180 度，系統(tǒng)會變得不穩(wěn)定，造成這種問題的主要原因是 C inj 與 L 以及 C sen 與 R DC_fb 形成了分壓器。低頻補(bǔ)償?shù)囊环N方法是添加 R comp 和 C comp 與 R DC_fb并聯(lián)，如圖 1(b) 所示。C comp 通過使反饋網(wǎng)絡(luò)在低頻下具有容性來進(jìn)行低頻補(bǔ)償。R comp 用于確保 AEF 的性能。此外，轉(zhuǎn)換器的輸入端通常用電解電容器來存儲能量并確保轉(zhuǎn)換器穩(wěn)定。電解電容器的等效串聯(lián)電阻 (ESR) 也有助于提高低頻穩(wěn)定性。
圖 1. 無補(bǔ)償?shù)?AEF (a) ；有補(bǔ)償?shù)?AEF (b) 。
在高頻下，運(yùn)算放大器和 C para 的輸出阻抗會產(chǎn)生一個極點(diǎn)，造成環(huán)路增益的相位滯后。此外，運(yùn)算放大器通常具有低頻極點(diǎn)。因此，環(huán)路增益在高頻下將具有兩個極點(diǎn)且其相位接近負(fù) 180°，這會導(dǎo)致在高頻下不穩(wěn)定。R comp1 和C comp1 （圖 1(b) 中）用于高頻補(bǔ)償，大小為 100 nF 和0.5Ω。R comp1 和 C comp1 可以增加高頻下環(huán)路增益的相位，使系統(tǒng)具有足夠的相位裕度來保證高頻穩(wěn)定性。在某些應(yīng)用中，高頻陶瓷電容器（例如 10 nF 或 100 nF）對于高頻噪聲過濾或?qū)τ诒Ｗo(hù)電路（例如用于反向保護(hù)的智能二極管）而言是必不可少的。在此類情況下，有幾種方法可以保持高頻穩(wěn)定性：
? 在檢測/注入節(jié)點(diǎn)和高頻陶瓷電容器之間插入鐵氧體磁珠以將它們解耦。
? 添加與高頻電容器串聯(lián)的小電阻器以進(jìn)行補(bǔ)償。
? 將高頻電容器放置在遠(yuǎn)離 AEF 的位置，因為陶瓷電容器和印刷電路板布線的 ESR 和等效串聯(lián)電感 (ESL) 也有助于提高高頻穩(wěn)定性。
總體而言，必須確保檢測/注入節(jié)點(diǎn)對地的阻抗不受高頻（10 MHz 至 50 MHz）電容控制。
AEF 阻尼
由于熱變化或開關(guān)抖動，電源轉(zhuǎn)換器可能會在低于開關(guān)頻率的頻率下產(chǎn)生噪聲（在本文中被稱為低頻干擾）。對于圖 1(b) 中的 AEF，方程式 1 將其等效阻抗表示為：
其中，Z op 和 G op_amp 是輸出阻抗和從檢測節(jié)點(diǎn)到運(yùn)算放大器輸出端的電壓增益，而 Z C_inj 是注入電容器的阻抗。根據(jù)方程式 1，圖 1(b) 中的 AEF 的等效阻抗在低頻下具有容性。因此，AEF 會在低頻（例如在 10 kHz 到 100 kHz之間）下與差模電感器 L 發(fā)生諧振。考慮到這種諧振，低頻干擾會使運(yùn)算放大器輸出電壓和輸出電流較大。由于運(yùn)算放大器的輸出擺幅和輸出電流能力有限，運(yùn)算放大器會進(jìn)入非線性區(qū)域甚至達(dá)到飽和狀態(tài)，這可能會影響 AEF 性能并導(dǎo)致 AEF 向系統(tǒng)中注入額外的噪聲。處理這一問題需要抑制諧振。圖 2 顯示的兩種阻尼方法使AEF 在諧振頻率下具有較小的電容。在圖 2(a) 中，阻尼電阻器 R damp 被插入到注入路徑中。這樣，R damp 越大，諧振阻尼越佳。然而，插入阻尼網(wǎng)絡(luò)后，方程式 2 將 AEF 的等效阻抗表示為：
其中，Z damp 是阻尼網(wǎng)絡(luò)的阻抗。較大的 R damp 會增加 Z eq_AEF ，從而影響 AEF 的性能。所以這種阻尼方法主要適用于高頻開關(guān)轉(zhuǎn)換器，比如 2 MHz的開關(guān)轉(zhuǎn)換器。為了有效抑制諧振，品質(zhì)因數(shù)應(yīng)在 1 左右或以下。若要使品質(zhì)因數(shù)接近 1，請在計算 R damp時采用方程式 3：
為了提高圖 2(a) 所示的 AEF 的性能，請將電容器 C damp與阻尼電阻器 R damp 并聯(lián)，如圖 2(b) 所示。在諧振頻率下，電阻器 R damp 將控制阻尼網(wǎng)絡(luò)的阻抗以抑制諧振。在AEF 需要進(jìn)行噪聲衰減的高頻下，電容器 C damp 將控制阻尼網(wǎng)絡(luò)的阻抗，從而確保 AEF 的性能。按照中所示的類似優(yōu)化方法，方程式 4 和方程式 5 表示了一個用于諧振阻尼的良好 R damp 和 C damp 組合：
圖 2. 抑制差模電感器和 AEF 諧振的方法：電阻器阻尼 (a) ；電阻器和電容器并聯(lián)阻尼 (b) 。
圖 3 顯示了 400 kHz 降壓轉(zhuǎn)換器在 10 kHz 至 1 MHz 范圍內(nèi)的頻譜測試結(jié)果（對應(yīng)于 AEF 關(guān)閉、AEF 開啟但無阻尼、AEF 開啟且有電阻器-電容器并聯(lián)阻尼的情況），其中基于方程式 4 和方程式 5 選擇 R damp 和 C damp 。在圖 4 中無阻尼的情況下，諧振會在大約 30 kHz 處出現(xiàn)尖峰，這會影響 AEF 性能并使本底噪聲增加。使用阻尼網(wǎng)絡(luò)后，諧振尖峰現(xiàn)在位于 45 kHz 處，但其幅度大大降低，這意味著已成功抑制諧振。因此，AEF 有效地抑制了高頻噪聲，并且本底噪聲大幅降低。
圖 3. 有阻尼和無阻尼的測試結(jié)果。
同時具有補(bǔ)償和阻尼特性的 AEF 性能
通過進(jìn)行適當(dāng)?shù)难a(bǔ)償和阻尼，AEF 可以實現(xiàn)顯著的降噪效果，如圖 4 所示。測量結(jié)果是使用 440 kHz 電源轉(zhuǎn)換器獲得的，輸入電壓為 12V，輸出為 5V/5A。AEF 和轉(zhuǎn)換器均采用 LM25149-Q1 實現(xiàn)。L 為 1μH，C sense 為 100 nF，R DC_fb 為 50 kΩ，C inj 為 470 nF。針對補(bǔ)償，低頻補(bǔ)償采用 1 kΩ R comp 和 1 nF C comp ，高頻補(bǔ)償采用 0.5 ΩR comp1和 100 nF C comp1 。
針對阻尼，使用的是電阻器和電容器并聯(lián)阻尼；R damp 為15 Ω，C damp 為 220 nF。如圖 4 所示，AEF 在 440 kHz下可實現(xiàn)約 50 dB 的噪聲衰減。與性能類似的無源濾波器相比，尺寸可以縮小約 50%，體積可以縮小約 75%。
結(jié)論
補(bǔ)償和阻尼對于實現(xiàn)良好的 AEF 性能至關(guān)重要。本文討論的方法都可以通過 LM25149 中集成的 AEF 輕松實現(xiàn)。通過采用適當(dāng)?shù)难a(bǔ)償和阻尼，AEF 可以實現(xiàn)顯著的降噪效果。電力電子設(shè)計人員應(yīng)該利用 AEF 來實現(xiàn)更高的功率密度、更高的效率和更低的成本。
本文轉(zhuǎn)載自高速射頻百花潭公眾號，作者： Yongbin Chu ；Yogesh Ramadass
