本文介紹了第三代（WCDMA）和第四代（OFDM）手機調(diào)制方案及其關鍵傳輸特性，以及用于傳輸部件和組件開發(fā)/生產(chǎn)測試的測試放大器所需功能涉及的基本概念。
本文中所有例證均選取移動電話系統(tǒng)下行鏈路（基站到移動電話）進行測試。
WCDMA
WCDMA（寬帶碼多分址）是第三代（3G）移動電話網(wǎng)絡UMTS的定義空中接口。采用直接序列擴頻（DSSS），將“偽噪聲”擴頻碼與用戶信號結(jié)合，通過帶寬傳輸用戶信號。將不同代碼分配給不同用戶，通過同一帶寬實現(xiàn)多種同時傳輸。由于信號分配代碼相同，接收端可還原（解擴）復合寬帶信號中的特定信號。還原過程中，寬帶中所有其它擴展信號均表現(xiàn)為噪聲。
DSSS數(shù)據(jù)傳輸
通過DSSS，用戶基線數(shù)據(jù)由眾多擴頻碼的其中之一調(diào)制。此類代碼也稱為“信道化碼”，每一個代碼是一個高速率（3.84兆位/秒）、循環(huán)重復的偽隨機二進制序列，可“碎化”基線數(shù)據(jù)，達到3.84MHz的帶寬。
圖1（a）展示了數(shù)據(jù)傳輸與數(shù)據(jù)還原時的波形，此處–1=邏輯0，+1=邏輯1。前三個曲線表示傳輸過程。曲線1表示用戶基線數(shù)據(jù)，曲線2表示分配給每一用戶位的8位擴頻碼，曲線3表示曲線2在曲線1處“碎化”后得到的擴展信號。曲線3表示傳送的信號。
圖1(a)：通過擴頻碼1傳送用戶數(shù)據(jù)，接收端用相同代碼產(chǎn)生交叉關聯(lián)時還原（標記為解擴碼1）
接收端利用相同的擴解碼（曲線4）結(jié)合傳送信號來恢復信道數(shù)據(jù)，由此標記為“解擴碼1”。曲線5表示恢復后的用戶數(shù)據(jù)。這一過程即為“解擴”，在數(shù)學上與解擴碼構成傳送擴頻碼交叉關聯(lián)。交叉關聯(lián)在第3頁“正交性”部分作出了闡述，但概括起來，即使擴頻碼與解擴碼增加異或非門功能。
圖1（b）表示將傳送的擴展信號與不同的擴解碼結(jié)合后的結(jié)果。前三個跟蹤曲線表示與圖1（a）相同的傳送過程。不同的是，接收端用標記為“解擴碼2”的另一解擴碼時，數(shù)據(jù)未恢復（曲線4與5）。
圖1(b)：通過擴頻碼1傳送用戶數(shù)據(jù)，接收端用解擴碼2產(chǎn)生交叉關聯(lián)時不恢復
正交性
WCDMA采用正交可變擴頻因子（OVSF）碼，實現(xiàn)多信道同時傳輸，并保證信道數(shù)據(jù)速率靈活性。所有的OVSF擴頻碼都是“特別的”，相互正交的，即彼此可在3.84MHz傳輸頻帶共存，無交叉干擾。
為實現(xiàn)正交性，各代碼需具備以下屬性：
●任意兩種代碼交叉關聯(lián)=0
●自相關性除以每個數(shù)據(jù)位的碼片位數(shù)量=1
●必須擁有與-1和1同等數(shù)量的代碼
按照這些規(guī)則，我們將檢驗擴頻碼1和2作為示例。
按照規(guī)則逐條驗證：
（1）交叉關聯(lián)=0
兩個數(shù)字序列的交叉關聯(lián)性是二者相似度的尺度。R(A.B)表示為序列位的乘積之和。
假設A為圖1（a）中的擴頻碼1，B為圖1（b）中的擴解碼2，如下所示：
A={-1, 1, 1, -1, 1, -1, -1, 1}
B={1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1}
R(A.B)={(-1x1)+(1x –1)+(1x1)+(-1x1)+(1x1)+(-1x–1)+(-1x1)+(1x–1)}={0}
如前文所示，利用異或非門，即可在門級輕易實現(xiàn)交叉關聯(lián)的函數(shù)。
（2）自相關性÷每數(shù)據(jù)位的碼片位數(shù)量=1
自相關本質(zhì)上即是序列的交叉關聯(lián)函數(shù)。
R(A.A)={(-1x-1)+(1x1)+(1x1)+(-1x-1)+(1x1)+(-1x-1)+(-1x-1)+(1x1)}={8}
R(B.B)={(1x1)+(-1x-1)+(1x1)+(-1x-1)+(1x1)+(-1x-1)+(1x1)+(-1x-1)}={8}
這兩種擴頻碼每數(shù)據(jù)位均有8位碼片位，其中每數(shù)據(jù)位的碼片位被稱為擴頻因子（SF）。因此自相關除以SF=1。
（3）擁有同等數(shù)量的-1與1
最后，擴頻碼1與擴頻碼2擁有相同數(shù)量的-1與1，因此這兩種代碼滿足第三種正交條件。
需要注意的是，遵守規(guī)則即可產(chǎn)生偽隨機碼，因其類似噪聲被稱為偽噪聲（PN）。
可變擴頻因子
如上所示，擴頻碼1與擴頻碼2均含8位擴頻因子。下行鏈路擴頻因子取值在4至512之間。在低擴頻因子既定的條件下，當用戶要求數(shù)據(jù)傳輸更快時，系統(tǒng)可分配用戶不同的數(shù)據(jù)傳輸速率及不同的擴頻因子。這正是正交可變擴頻因子“可變”由來。注意3.84兆位/秒的碼片速率是恒定的，因此相對于可變SF來說，分配給用戶基帶的數(shù)據(jù)速率是不同的。
直接序列碼擴頻后附加了擾碼。擾碼可幫助移動電話識別正在聯(lián)系的基站。
OFDM
演進版UMTS無線接入網(wǎng)絡（EUTRAN）是第4代移動電話系統(tǒng)性能演進的產(chǎn)物。以4G LTE面世，采用OFDMA（正交頻分復用接入）作為下行鏈路方向的空中接口。主要特點是下行鏈路速率可達到100Mbps、出色的數(shù)據(jù)傳輸（衰減復原）性能和帶寬可擴展（1.25MHz、2.5MHz、5MHz、10MHz、15MHz及20MHz）。
OFDM主要涉及的概念是信號載體部分從單個高速率數(shù)據(jù)信號到多個并行低速率信號之間的轉(zhuǎn)換。圖2表示單個信道被分成多個并行的子信道，每個子信道的子載波頻率不同。這種與窄帶子載波間隔緊密的寬帶頻譜即為傳輸信號。間隔緊密提高了系統(tǒng)頻譜效率。
圖2：OFDM信號產(chǎn)生過程圖示
子載波數(shù)據(jù)速率低，因而發(fā)送符號較長，同時可增加保護間隔。這使得OFDM可應對信道挑戰(zhàn)性要求，如多徑衰落（WCDMA真正存在的一個問題）、窄帶干擾與符號間干擾，比以往方案更占優(yōu)勢。從而使并行傳輸數(shù)據(jù)的凈數(shù)據(jù)傳輸率等于信號原有的高數(shù)據(jù)速率。
在接收端實現(xiàn)緊湊的頻譜與信道分離的易用性關鍵在于子載波間的正交性。
正交性
為便于解釋OFDM概念中的正交性，首先重溫時域中重復脈沖的傅里葉變換對，以及在頻域的sinc函數(shù)。圖3表示變換對，其中（a）表示RF頻率（音調(diào)）開啟T秒，到下一脈沖時關閉，（b）表示頻域等同于以頻率為f的RF脈沖為中心的sinc函數(shù)，與零點位置1/T分開。
圖3：RF頻率f赫茲重復脈沖與T秒持續(xù)時間
若在相同脈沖周期T內(nèi)引入另一兩倍于第一（即2f）頻率的音調(diào)，就會使另一sinc函數(shù)與第一音調(diào)相近，但如圖4所示，最大不會超過2f，且以第一音調(diào)的第一零點位置為中心。由于第二音調(diào)的最大值產(chǎn)生于第一音調(diào)零點位置，所以兩者之間不會產(chǎn)生交叉干擾。在同時增加更多頻率f（圖4中所示3f）的整數(shù)倍音調(diào)創(chuàng)建緊湊型頻譜時，也同樣適用，音調(diào)之間不會產(chǎn)生交叉干擾。
圖4：頻域里緊湊型正交子載波在f與3f均位于零點位置時取得最大值2f，因此不會產(chǎn)生交叉干擾。
信道音調(diào)f、2f與3f在時域中如圖5所示。注意，每個增加的子信道是基本音調(diào)f的諧波，因此相對所有子信道來說，在脈沖持續(xù)時間T內(nèi)為完整周期的整數(shù)倍。
圖5：正交子載波時域顯示（注意：所有子載波在脈沖持續(xù)時間T內(nèi)擁有完整周期）
解復用
通過OFDM復合信號乘以所需子載波音調(diào)與集成數(shù)值（圖6），即可達到解復用。
圖6：子信道解復用概念
解復用過程中，只有被分離的子載波擁有非零整數(shù)，因此分離子載波不會受到其他子載波干擾。版1出示的是非零結(jié)果的簡單數(shù)學證明過程。
版1：證明音調(diào)乘以T時內(nèi)本身與集成數(shù)值得出非零數(shù)值。(注意接收到的音調(diào)調(diào)制(QAM，PSK等)被保留下來。)
所有其他音調(diào)得出零值，如版2所示。所有信道音調(diào)過程在順序上是重復的（圖6回形步驟中圓形開關），恢復數(shù)據(jù)信號串行發(fā)送，用于解調(diào)。
發(fā)射波形特征
峰值平均功率比 (PAPR)
峰值平均功率比，也稱波峰因數(shù)，是復合信號峰值功率與RMS功率的比率。PAPR由相長干擾引起，以dB為表示單位；在多種同時發(fā)射的信號相位對準時產(chǎn)生高PAPR。
WCDMA與OFDM波形峰值功率與平均功率比率都比較高，WCDMA通常在10dB到11dB，OFDMA通常在12dB到13dB。若偶爾出現(xiàn)的信號峰沒有剔除，這些高比率就意味著選擇放大器的額定功率很有挑戰(zhàn)。具有此類峰值的OFDM信號如圖7所示。
版2：證明音調(diào)乘以諧波與T時內(nèi)集成數(shù)值得出零值。
圖7：OFDM復合信號偶爾出示高峰值
ACLR
相鄰信道泄漏比（ACLR）可相對測量泄漏至相鄰信道的信號功率。
WCDMA ACLR限值
信號通過一個根升余弦濾波器（RRC）、3.84MHz帶寬與滾降因子（α=0.22）進行傳遞。可使3.84MHz頻帶擴至4.68MHz，每個信道所分配的頻帶為5MHz。
泄漏至最近的WCDMA信道（測量點距離取5MHz處）的功率ACLR限值為45dBc，其相鄰信道限值為50dBc（測量點距離取10MHz處）的下一個通道上沿。
圖8所示曲線選自一組標示功率放大器的性能曲線。信號分析儀顯示屏上的紅色虛線分別為45dBc和50dBc限值。
圖8：WCDMA功率（黃色追蹤曲線）表示發(fā)送信道、以及泄漏至左側(cè)兩相鄰信道與右側(cè)兩相鄰信道的功率分布狀況。
圖8表示W(wǎng)CDMA功率（黃色追蹤曲線）表示發(fā)送信道、以及泄漏至左側(cè)兩相鄰信道與右側(cè)兩相鄰信道的功率分布狀況。發(fā)送信道的絕對功率（以dBm為單位）用藍色塊標示。相鄰頻帶的相對功率（dBc）也用藍色塊標示。每個相鄰信道的ACLR限值用紅色標示（兩邊最近的信道標示的是45dBc，另兩個較遠的信道標示的是50dBc）
OFDM ACLR限值
限值和測量用濾波器各不相同，取決于相鄰信道是OFDM或WCDMA。為OFDM時，ACLR測量使用方測量濾波器（一個用于傳輸信道，一個用于相鄰信道）。當相鄰信道是WCDMA時，如上所述ACLR測量使用RRC濾波器。在這兩種情況下OFDM ACLR限值均為45dBc。
放大器的性能特點
在測試WCDMA和OFDMA基站傳輸組件/路徑中，ACLR性能是寬帶放大器的關鍵屬性。圖9和圖10表示當今寬帶放大器的設計中砷化鎵（GaAsFET）和氮化鎵（GaN）兩種晶體管技術采集的ACLR數(shù)據(jù)。
該圖顯示了不同ACLR限值在整個頻帶放大器可實現(xiàn)的載波功率。同時展示了晶體管技術的可擴展特性，該放大器功率為額定功率的兩倍，相同的ACLR會產(chǎn)生雙倍的載波功率。
圖9表示W(wǎng)CDMA ACLR與GaAsFET放大器載波功率特性。該放大器頻率覆蓋范圍0.8GHz~2.0GHz，額定功率為100W P1dB。例如 ACLR為-45dB時，放大器在0.8GHz（藍色曲線，帶圓點標記）時提供的功率超過42dBm，在2.0GHz（深藍色曲線，帶圓點標記）時稍低于43dBm。
圖9：WCDMA ACLR與GaAsFET放大器載波功率特性
GaAsFET家庭專用（圖9特征）另一個重要的通信測試放大器型號為AS0728-180，是一個700MHz~2800MHz 180W P1dB放大器，可覆蓋目前所有移動電話頻帶（728MHz ~ 2690MHz）。
圖10展示了WCDMA ACLR與GaN放大器載波功率特性。該放大器頻率覆蓋范圍1.8GHz~6.0GHz，額定功率為50W P1dB。例如ACLR為-45dB時，放大器在1.8GHz（淡紫色曲線，帶方形標記）時提供的功率為37.5dBm，在6.0GHz（深藍色曲線，帶鉆石形標記）時則稍高于34dBm。
圖10：WCDMA ACLR與GaN放大器載波功率特性
總結(jié)
本文一同討論了3G和4G移動電話調(diào)制方案所涉及的關鍵概念與發(fā)射波形特征。并引入GaAsFET/GaN功率放大器的ACLR屬性和可擴展性概念，以支持任何特定的移動電話傳輸應用選擇適當?shù)墓β蕼y試放大器。
