金屬氧化物半導體場效應管（英語：metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET），簡稱金氧半場效晶體管是一種可以廣泛使用在模擬電路與數(shù)字電路的場效晶體管。金屬氧化物半導體場效應管依照其“溝道”的極性不同，可分為電子占多數(shù)的N溝道型與空穴占多數(shù)的P溝道型，通常又稱為N型金氧半場效晶體管（NMOSFET）與P型金氧半場效晶體管（PMOSFET）。
只要讓MOSFET有一個導通的閾值電壓，那么這個MOSFET就導通了。那么在我們當前的這個電路中，假設GS電容上有一個閾值電壓，足可以讓MOSFET導通，而且電容沒有放電回路，不消耗電流。那么DS導通，理論上等效電阻無窮小，我們把這個等效電阻稱之為Rdson。當MOSFET電流達到最大時，則Rdson必然是最小的。對于MOSFET來說，Rdson越小，價格也就越貴。我們說MOSFET從不導通變?yōu)閷ǎ刃茸鑂dson從無窮大變成無窮小，當然這個無窮小也有一個值的。MOSFET導通了，但是它沒有回路。
級聯(lián) MOSFET 配置為智能電表和電機驅動器等高壓應用提供了一種低成本的替代方案。為了進一步了解級聯(lián) MOSFET 配置如何在高壓轉換器中工作，圖 1 顯示了一個由開關與二極管和電容器并聯(lián)建模的 MOSFET。除了開關、二極管和并聯(lián)電容器之外，我們還必須考慮頂部 MOSFET 的柵源電容 C g。
在這篇文章中，我將討論使用級聯(lián) MOSFET 配置時的兩種可能的工作條件：V in < V Zc和 V in ≥ V Zc，其中 V Zc是齊納二極管 Z C的鉗位電壓。
圖 1：級聯(lián) MOSFET 配置中的反激式轉換器
V in < V Zc
當轉換器首次上電時，電容器C C將通過R 1充電至V in。一旦控制器偏置電壓充電到欠壓鎖定 (UVLO) 閾值以上，開關 S 1就會打開。如圖 2 所示，當 S 1開啟時，C C中的能量轉移到 C g并導致 C g 上的電壓增加。為了開啟S 2 ，需要將Z 2的鉗位電壓設置為高于頂部MOSFET的柵源閾值電壓(V gs(th) )。在 C g中有足夠的能量很重要在底部 MOSFET 導通后的整個導通狀態(tài)期間保持頂部 MOSFET 導通。換句話說，C C不能太小。有時，Z C的寄生電容可能不夠，需要一個與 Z C并聯(lián)的外部電容。
圖 2：MOSFET 開啟瞬態(tài)
當?shù)撞康?MOSFET 關閉時（圖 3），來自變壓器的電流會快速為 C 1充電。C g放電，能量再次回到 C C。一旦C g放電到低于V gs(th)的電壓電平，S 2關閉并且C 2充電。
圖 3：MOSFET 關斷瞬態(tài) (V in < V Zc )
V in ≥ V Zc
當 V in ≥ V Zc時，低側 MOSFET 導通瞬態(tài)期間的電流方向與 V in < V Zc時的電流方向完全相同。在低側 MOSFET 關斷瞬態(tài)期間，變壓器電流對 C g放電，然后流過 C C和 Z C，如圖 4 所示。在此瞬態(tài)中，Z C充當緩沖器并將低側 MOSFET 電壓鉗位到V Zc + V F_Z2，其中 V F_Z2是 Z 2的齊納正向壓降。
圖 4：MOSFET 關斷瞬態(tài)（V in ≥ V Zc）
在 S 1已經關斷之后，S 2的關斷延遲時間越長，流經 S 2到 Z C的電流就越大，這可能會導致 Z C出現(xiàn)熱問題。下面的圖 5 顯示了一個關斷瞬態(tài)示例。如我們所見，在 S 1完全關閉后，S 2開始關閉。在瞬態(tài)中，S 1已經關閉，而 S 2正在開啟。浪涌電流流過 Z C ，這會導致齊納二極管 Z C出現(xiàn)熱問題。
圖 5：具有較長關斷延遲時間的 MOSFET 關斷瞬態(tài)期間的波形 (V in ≥ V Zc )
如果 S 1和 S 2之間的關斷延遲時間可以通過使用具有更好瞬態(tài)特性的 MOSFET 來最小化（如圖 6 中的示例），那么流向 Z C的電流也可以最小化，并降低 Z 的溫升C. _
圖 6：低端 MOSFET 關斷瞬態(tài)期間的波形，關斷延遲時間較短 (V in ≥ V Zc )
隨著頻率越來越高，因體二極管反向恢復造成的損耗會更為顯著，必須加以考慮。現(xiàn)在，很顯然選擇同步升壓轉換器的MOSFET不再是一項微不足道的練習，它需要可靠的方法來選擇最佳的組合，并結合對上述所有問題的深入理解。
許多組件用于設計具有級聯(lián) MOSFET 配置的高壓轉換器，但通過仔細選擇電路參數(shù)來掌握關鍵操作，可以為高壓應用提供低成本替代方案。
