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   　 0 引 言
    　電源裝置是電子電氣設備中所不可缺少的部件，開關電源以其效率高、體積小、重量輕、電壓適應性好等優點，受到相關行業的青睞。但目前存在的缺陷是電磁騷擾大，對環境或對其他設備造成不利影響。目前對于可變負載的開關電源，筆者所了解到的產品最低輸出噪聲電壓也在70 mV以上。設計低電磁騷擾的開關電源，也就成了許多設計人員的希望，為此提出了種種方法。本例設計要點不同于常規技術，而是采取了從源頭上對電磁噪聲進行消除，再結合一些常規措施。將電源輸出端口的噪聲電壓降至20 mV以下，顯著提高開關電源的電磁兼容性指標。

1 開關電源電路結構與降噪原理
  　  該開關電源的設計目標是穩定20 V輸出，輸出電流0～2 A可變，用于音響系統。為了突出降低電磁噪聲的處理技術，簡化電路，用單片開關電源芯片TOP224Y進行設計。TOP224Y內部已包含了PWM調制所需的所有電路以及激勵管輸出，由它激勵變壓器，開關頻率為100 kHz，內部MOS激勵管的耐壓為700 V，輸出功率小于45 W。電路如圖1所示，該電路可以獲得更大的輸出功率，只需更改部分器件。圖1中左邊的電路R1，L1，D1，C1至C7是常規的共模濾波和整流電路，獲取約300 V的直流電壓供DC-DC變換電路使用；最右邊電路L5，C11等是普通的LC濾波電路；IC2，D8，R9，R10組成電壓反饋電路，形成閉環結構，穩定電源輸出電壓；中間部分是DC-DC變換器，降噪聲的關鍵是對這一部分的電路進行適當處理。

    　對于中間部分電路而言，TOP224Y作為PWM控制、激勵，都是常規處理。控制端C的工作電壓取自變壓器的反激勵電壓，其中D3是整流管，D4是發光二極管，用作指導燈。C端的反饋信號來自IC2的輸出。芯片的漏極輸出端D連接變壓器和R1，D2，其中R1是半導體壓敏電阻，與D2一起組成芯片限壓保護電路，防止芯片因過壓而擊穿。該項電路的激勵方式采用以正激勵為主的正、反混合激勵式，變壓器有4個繞組，其中2個是基本相似的輸出繞組n3,n4，它的同名端關系如圖2所示。

  　  DC-DC變換后的整流管使用了三只：D5，D6和D7，沒有獨立設置續流二極管，不同于其他電源電路。D5為續流而設置的復用二極管，D6和是正激勵脈沖整流二極管，D7是反激勵電壓整流二極管。L4是DC-DC變換后的第一級濾波電感。在正激勵期間，變壓器輸出繞組n3經D6，L4輸出電流，第一級濾波電感L4中電流i4增大，同時，變壓器自身利益的激勵磁電流i1也在增大。
  　  當正激勵結束馬上就進入反激勵階段，濾波電感L4中電流i4將從原值逐步減小。而變壓器中也會保持勵磁電流，但它是多繞組結構，勵磁電流可以出現在任意一個繞組中，各電流方向以維持原磁場方向為準。如果控制當時的濾波電感電流i4>n1i1／n4，可以將變壓器磁芯中的勵磁電流全部轉移至n4繞組。也就是電流i4流經變壓器輸出繞組n4，除了維持變壓器磁芯磁場，尚有多余，其余量在n4與n3中按匝數比分配。此時，二極管D5馬上導通，二極管D6繼續導通，而二極管D7仍然截止。變壓器繞組無感生電壓，不放釋放磁場能。隨著濾波電感儲能的釋放，電流i4逐步減小，直至i4=n1i1／n4時，D6進入截止狀態。可見D6沒有被除數強迫截止，處理得當，可以消除其關斷噪聲。接著，變壓器開始產生反激勵電動勢而釋放儲能，二極管D7開始導通，變壓器的反激勵電壓被限制。直到變壓器儲能釋放盡，等待下一個周期的激勵。
    　按照這一方法處理，可以消除整流二極管D6的硬關斷噪聲，但變壓器漏感造成的芯片激勵管的硬關斷噪聲仍然存在，這里的輔助繞組可以起到一定的吸收作用。對于整流二極管的硬開通噪聲，仍采用RC電路吸收能量，降低噪聲，如圖1中的R7，C10電路。